0 引言

　　隨著能源危機、資源枯竭以及大氣污染等危害的加劇，我國已將新能源汽車確立為戰略性新興產業，車載充電器作為電動汽車的重要組成部分，其研究兼具理論研究價值和重要的工程應用價值[1-2]。采用前級AC/DC和后級DC/DC相結合的車載充電器結構框圖如圖1所示。

　　當車載充電器接入電網時，會產生一定的諧波，污染電網，同時影響用電設備的工作穩定性。為了限制諧波量，國際電工委員會制定了用電設備諧波限制標準IEC61000-3-2，我國也發布了國標GB/T17625[3-4]。為了符合上述標準，車載充電器必須進行功率因數校正(PFC)。PFC AC/DC變換器一方面為后級DC/DC系統供電，另一方面為輔助電源供電，其設計的好壞直接影響車載充電器性能。

　　鑒于純電動汽車車載充電器對體積、諧波有著苛刻的要求，本設計采用有源功率因數校正(APFC)技術[5-6]。APFC有多種拓撲結構，由于升壓式拓撲具有驅動電路簡單、PF值高和具有專門控制芯片[7]的優點，選取Boost拓撲結構的主電路。考慮各種基本控制方式，選取了具有諧波失真小、對噪聲不敏感和開關頻率固定技術優勢的平均電流控制方式。

　　本文針對功率為2 kW的純電動汽車車載充電器，考慮諧波含量、體積及抗干擾性能等方面的設計需求，重點研究PFC AC/DC變換器，包含系統主電路和控制電路設計，并在上述研究的基礎上，開展系統仿真和實驗測試驗證研究，電路圖見圖2。

1 Boost PFC AC/DC變換器

　　本文針對功率為2 kW的車載充電器PFC AC/DC變換器，采用基于Boost拓撲的主電路結構，以及連續模式下的平均電流控制控制策略。主電路由整流電路和Boost升壓電路構成；控制電路采用電流內環、電壓外環的雙閉環控制方式，原理框圖見圖3。

2 PFC AC/DC變換器主電路設計

　　PFC AC/DC變換器主電路由輸出濾波電容、開關器件、升壓電感等器件構成，其參數設計如下。

　　2.1 輸出濾波電容

　　輸出濾波電容可濾除由開關動作造成的輸出電壓紋波，同時能夠維持輸出電壓在一定范圍內，選取的器件需較好地實現以上兩個功能。

　　2.1.1 考慮輸出紋波電壓

　　式中：Co為輸出濾波電容，Pout為主電路輸出功率，fin為電網輸入電壓頻率，Vout為主電路輸出紋波電壓峰峰值，Vout為主電路輸出電壓。

　　2.1.2 考慮電壓維持時間

　　式中：t為主電路輸出電壓由Vout降到Vout(min)的時間。

　　據計算結果，選取3個220 F/400 V、1個330 F/400 V電解電容并聯。

　　2.2 開關器件

　　功率管開關器件的選擇主要考慮以下參數：耐壓值、通態電流值以及功率管開關頻率。在高開關頻率場合，常選取MOS管，但單個MOS管通態電流較小，為了增加通流能力，本系統選用兩個MOS管并聯。選取器件時，流過MOS管電流取2倍裕量，MOS管兩端電壓取1.2倍裕量。為了增加通流能力，選取兩只IPA60R165CP(650 V，21 A)并聯。

　　2.3 升壓電感

　　升壓電感的設計思路為：首先計算電感量，然后選擇合適的磁芯材料，最后結合磁路飽和對電感量的影響，選取合適的電感量及材料。

　　電感量的計算公式為：

　　式中：Vin為主電路輸入電壓，f為開關頻率，Lmin為電感量最小值，?駐Ilmax為電感電流紋波最大值。升壓電感最小取值隨之確定，為108 H。

　　確定電感量后，需選取合適的磁芯材料。APFC電路的升壓電感磁芯材料有：磁粉芯、鐵氧體磁芯和有隙非晶/微晶合金磁芯等。綜合分析，考慮鐵硅鋁磁粉芯的磁通密度（BS）高、體積小且不用開氣隙的優點，選擇鐵硅鋁磁粉芯作為磁芯材料。

　　當主電路電流很大時，電感會出現直流偏置，導致磁路飽和。電流越大，磁路飽和程度越大。故選擇電感磁芯時，需考慮磁路飽和的問題。

　　綜合考慮，選取型號為KS184060A的鐵硅鋁磁芯60匝，當磁路飽和程度最大時，電感量仍為110 H，略大于108 H。

3 PFC AC/DC變換器控制電路設計

　　控制電路采用雙閉環結構：外環為電壓環，內環為電流環，電流環控制主電路輸入電流跟蹤參考電流，實現功率因數校正。電壓環的輸出電壓與輸出參考電壓經電壓誤差放大器比較后的輸出信號與前饋電壓和輸入電壓經過乘法器運算，得到電流環的輸入參考電流。通過電流環的調節，產生主電路開關管通斷的驅動信號，實現系統功率因數校正且輸出穩定的直流電壓。乘法器的作用主要為信號相乘，此處，本文重點研究電壓環和電流環的設計。

　　3.1 電壓環設計

　　電壓環的作用之一是將輸出電壓的變化反饋給電流環；作用之二是將二次諧波電壓衰減到指定水平，以降低輸入電流的畸變。另外，由于輸出電容的充、放電，輸出紋波電壓滯后輸入電壓，故電壓環的設計尚需兼顧考慮有足夠的相移，以保證輸出電壓紋波與輸入電壓同相位。綜上可知，需設置合理的補償電路，使得電壓環能夠滿足上述條件。

　　無補償時，電壓環開環傳遞函數[8]表達式為：

　　式中：Pin為輸入功率，?駐V為電壓誤差放大器輸出電壓范圍。電壓開環傳遞函數的伯德圖如圖4中H曲線所示，二次諧波得不到衰減，導致輸入電流畸變變大，故需設置一個極點，使紋波電壓得到較好的衰減，同時將紋波電壓超前移相90°。

　　設計的補償電路傳遞函數為：

　　綜合考慮，配置極點頻率等于穿越頻率。此時，相位裕度為45°，系統穩定性較好，且二次諧波得到了較大的衰減。加入補償后的電壓環傳遞函數的伯德圖如圖4中N曲線所示，二次諧波獲得了較大的衰減，且紋波電壓超前相移90°。

　　3.2 電流環設計

　　電流環的作用是調節主電路輸入電流，使之跟蹤主電路輸入電壓，實現高PF控制。電流環的設計思路是通過補償電路的合理設計，增加其響應速度，同時確保系統的穩定運行。

　　無補償電路時，電流環由PWM比較器和功率級組成，開環傳遞函數[8]表達式為：

　　電流開環傳遞函數的伯德圖如圖5中H曲線所示，電流環帶寬很窄，且高頻噪聲得不到很好的抑制。為此，通過低頻處設置零點，提高低頻增益，增加帶寬；同時，在高頻處設置極點，抑制開關噪音。設計的補償電路開環傳遞函數為：

　　為此，選取合適的截止頻率，設定零點頻率以及極點頻率，使系統的相位裕度在45°以上，同時兼顧使電流環滿足高增益和大帶寬設計需求。設定截止頻率為6.65 kHz，零點頻率為4.5 kHz，極點頻率為46 kHz，相位裕度為48°，加入補償電路后電流環傳遞函數的伯德圖如圖5中N曲線所示，加入補償后的電流環在低頻處，系統帶寬較大；在高頻處，開關噪聲獲得了較好的衰減；此外，系統相位裕度超過45°，能夠實現系統的穩定運行。

4 系統仿真和實驗測試

　　基于Saber仿真軟件[9]對系統進行仿真研究，Boost PFC AC/DC變換器主要參數為：電感L=500 滋H，輸出電容Co=990 H，開關頻率fs=133 kHz，電網頻率fin=50 Hz，R16=510 k，R17=10 k，R4=160 ，R5=0.01 ，其他參數通過前述的設計流程獲得。在輸入電壓有效值為140 V和220 V時，分別對系統仿真和實驗測試，仿真結果如圖6所示，實驗測試波形如

　　系統仿真和實研測試結果表明：設計的Boost PFC AC/DC變換器能夠在寬的輸入電壓范圍內獲得穩定的直流輸出電壓，同時能夠實現輸入電流波形跟蹤輸入電壓波形，具有較高的功率因數。

5 結論

　　為了避免車載充電器接入電網時對電網造成污染，根據國際電工委員會制定的用電設備諧波限制標準及國標，針對輸出功率2 kW的車載充電器，架構了Boost PFC AC/DC變換器主拓撲結構及平均電流控制的設計方案，給出了其主電路及控制電路詳細設計步驟及設計流程。在系統仿真測試驗證的基礎上，完成了系統實驗測試驗證。系統仿真及實測結果均揭示出，設計的2 kW車載充電器在寬輸入電壓條件下能夠實現高功率因數輸入及低紋波穩壓輸出的目標，且具有系統電路結構簡單、體積小、工作穩定性高和成本較低等優點，應用前景廣泛。

　　參考文獻

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