英飛凌最近推出了系列650V混合SiC單管（TO247-3pin和TO-247-4pin）。用最新的650V/SiC/G6/SBD續流二極管，取代了傳統Si的Rapid1快速續流二極管，配合650V/TS5的IGBT芯片（S5/H5），進一步優化了系統效率、性能與成本之間的微妙平衡。
IGBT混搭SiC SBD續流二極管，在硬換流的場合，至少有兩個主要優勢：
·沒有Si二極管的反向恢復損耗Erec
·降低30%以上IGBT的開通損耗Eon
因此，在中小功率光伏與UPS等領域，IGBT混搭SiC SBD續流二極管具有較高性價比。
此次，我們將利用英飛凌強大且豐富的器件SPICE模型，同樣在Simetirx的仿真環境里，測試不同類型的續流二極管，對IGBT開通特性及Eon的影響。
特別提醒
仿真無法替代實驗，僅供參考。
選取仿真研究對象
IGBT：650V/50A/S5、TO247-4pin（免去發射極電感對開通的影響）
FWD：650V/30A/50A Rapid1二極管和650V/20A/40A SiC/G6/SBD二極管
Driver IC：1EDI20I12AF驅動芯片，隔離單通道，適合快速IGBT和SiC驅動
搭建仿真電路
如下圖1所示，搭建了雙脈沖仿真電路，溫度設為常溫。
驅動回路
驅動芯片（1EDI20I12AF），對下管Q1（IKZ50N65ES5）門級的開關控制，與上管D1續流二極管進行換流。參照Datasheet的條件，驅動IC原邊5V供電及5V的控制信號，驅動IC輸出的驅動電壓15V/0V給到Q1的門級，驅動電阻Rgon和Rgoff都設置為23.1Ω，再假設20nH左右的門級PCB走線電感。
主回路部分
設置母線電壓400V，在器件外的上管、下管和母線附近各設置10nH，總共30nH（參照規格書中的雙脈沖測試條件，Lσ=30nH）。根據仿真中的驅動脈沖寬度與開關電流要求，設置雙脈沖的電感參數。
圖1：雙脈沖仿真電路圖
仿真結果分析
根據上述電路，通過選取不同的續流二極管D1的型號進行仿真，對比觀察Q1的IGBT在開通過程的變化。如圖2和圖3所示，在IGBT的開通過程中，當續流管D1的型號從650V/50A/Rapid1切換到650V/40A/SiC/G6/SBD后，開通電流Ic的電流尖峰（由D1的反向恢復電荷Qrr形成），從虛線（50A/Rapid1）的巨大包絡，顯著變為實線（40A/SBD）的小電流過沖；同時電壓Vce在第二段的下降速度也明顯加快，使得電流Ic與電壓Vce的交疊區域變小。因此，體現在開通損耗Eon上，前者虛線（50A/Rapid1）為Eon=430uJ，降為實線（40A/SBD）的Eon=250uJ，占比為58%，即Eon降幅約40%。
為了進一步驗證二極管D1的影響，分別用兩種不同電流進行橫向對比。由上述圖4的仿真結果可見：同為650V/SiC/G6/SBD二極管的Qrr本身很小，不同電流規格（40A和20A），其Ic電流尖峰和開通損耗Eon都很接近。相對而言，50A和30A的650V/Rapid1的二極管，才能體現出一定的差異。
以上仿真是在門級電阻Rgon=23.1Ω、驅動電壓Vge=15V/0V和外部電感Lσ=30nH的條件下進行的，如果采用不同門級電阻Rgon=18Ω或35Ω、Vge=15V/-8V和不同外部電感（如Lσ=15nH）時，從Rapid1/50A到SiC/G6/SBD/40A，IGBT開通損耗Eon的變化趨勢又將如何呢？
由上述幾組仿真結果來看，在一定門級電阻Rgon范圍，一定外部電感條件Lσ，以及不同門級電壓Vge時，均可以看到650V/40A/SiC/SBD二極管，給IGBT開通帶來約50%左右的Eon損耗降低。
文章最后，我們再討論一個問題：選擇Vge=15V/0V與Vge=15V/-8V，對650V/50A/S5的TO247-4pin的單管的開關損耗Eon/Eoff有影響嗎？
在圖8和圖9中，虛線表示Vge=15V/0V，而實線表示Vge=15V/-8V；粗略來看，對Eon的影響可以忽略，而對Vge的負壓，可以減少Eoff差不多有50%（以Vce尖峰作為代價）。仿真雖然無法定量，至少可以定性地提醒大家，在設計與實測的時候，不要隨意忽視Vge對開關特性的影響，尤其是快速型的IGBT。
期望上述的仿真分析，對大家深入理解650V混合SiC的開關特性有所幫助。