0 引言
    過去對逆變器的研究側重于采用新型高頻開關功率器件，從而減小濾波器尺寸，優化輸出濾波器設計以實現低輸出阻抗等，這些措施能在一定程度上抑制輸出波形失真并改善負載適應性，但是還不夠理想。為了進一步提高逆變器的動態和靜態特性，必須采用新的控制方法。采用重復控制技術，可以較好地抑制周期性干擾，但是，重復控制延時一個工頻周期的控制特點，使得單獨采用重復控制的逆變器動態特性極差，基本上無法滿足逆變器的指標要求。如果將雙環控制和重復控制相結合形成復合控制方法,就可以達到較好的效果。但是，這種控制方法要占用較多的運算時間，提高了成本，使系統變得復雜。具有非線性補償的滑模控制在逆變器的閉環控制中也得到了應用，盡管滑摸控制有著快速的動態響應，對系統參數和負載變化不敏感，但是建立一個令人滿意的滑模面是很困難的。

    電容電流采樣的雙環控制可以極大地提高系統的動態反應速度,如果把順饋控制和逆饋控制相結合，組成復合控制系統，那么可以達到比較理想的控制效果。本文所采用的就是這種帶有順饋補償的輸出電壓和濾波電容電流反饋的復合控制方案。

l 逆變器的控制模型
    圖1是全橋逆變器的主電路圖，Vd是直流電壓源，S1～S4是4個IGBT開關管，L和C是濾波電感和濾波電容，用于濾除逆變系統中的高次諧波。RL和RC是濾波電感和濾波電容的等效串聯阻抗。z是負載，負載可以是純阻性也可以是非線性等。圖1所示的逆變器主電路由于開關器件的存在是個非線性系統。但是，當器件的開關頻率遠遠大于逆變器輸出電壓的基波頻率時，可以用狀態空間平均和線性化技術來分析。按照圖1所示，可以得到下面的逆變器模型的動態方程：

    式中：iC，iL,iZ，分別是通過電感，電容，負載的電流。
    式中:ic,iL,iz上面的動態方程顯示了逆變器中各個量的相互關系。在上面建立方程的過程中，逆變器可以看作一個具有恒定增益的放大器。以上述的動態方程為基礎，可以設計一個如圖2所示的復合控制器。圖2中各參數的定義如表1所列。

2 控制器模型的特性分析
    在圖2控制框圖中，電壓環作為逆饋瞬時控制外環，電流環作為逆饋瞬時控制內環。逆變器輸出電壓經過比例環節與參考電壓比較，誤差經過PI調節后作為電流控制內環的一部分基準，另一部分基準來自于參考電壓的順饋，這個復合基準與來自比例環節的電容電流比較后，再經過比例調節和放大環節就得到了逆變器開關管的輸出電壓。為了能夠更清楚地分析上面的控制原理，現在采用下面的工程化分析方法，即

    1)由于電壓和電流逆饋環節的濾波常數很小，將其忽略；
    2)濾波電感和濾波電容的等效串聯阻抗對電路性能的影響較小，也將其忽略；
    3)以線性電阻為負載對象分析。
    取PI調節函數為可以對Uref實現誤差為零的復現(證明略)。利用上面的分析，可以把圖2化簡為圖3。

    這樣，得到逆變器的開環傳遞函數為：

   
    其極點和零點為

   
    通常則式(5)可以化簡為

   

    根據上面的函數表達式，作出的閉環根軌跡如圖4所示。圖4中虛線部分是電壓瞬時值反饋控制的根軌跡，實線是本文所采用的復合控制的根軌跡圖。圖4(a)和圖4(b)分別是輕載和滿載的軌跡圖。從圖4中可以看出，本文所采用的控制方案由于在開環傳遞函數中引入的附加零點，使閉環系統的根軌跡遠離虛軸，大大增加了系統的穩定性。而且!萼筍的值比較大，因此可以減少系統的調節時間，又不會造成系統較大的超調。

3 仿真與實驗
    圖5～圖8是用逆變器驗證上面的控制方案的仿真結果。圖中的切換都是選在正弦波的波峰處，這種情況代表了切換的最大電壓崎變。圖中所示波形的動態調整時間小于0．5ms，穩態整流橋負載THD為1％。圖9和圖10是系統的開環和閉系統的相位裕度大于60℃，為數字控制的滯后，死區效應，濾波器的滯后特性等留有足夠的穩定裕量。而且調節時間很快，通帶內增益穩定，且相移很小。

4 結語
    分析了一個用于逆變器的復合控制技術，控制原理分析以及仿真和實驗結果表明，這種控制方法穩定性好，穩態和動態性能優良，是一個值得推廣應用的逆變器控制技術。