引言
在電力電子裝置中，經常需要在兩個不同的模塊之間傳送模擬信號，并且要保證安全可靠地傳送。通常兩個不同模塊之間的電位可以相差幾百伏乃至幾千伏，比如電機控制中的隔離電樞電流和電壓傳感器，電動機地與控制系統地的隔離等。特別在一些以微處理器為核心的電力電子裝置中，需要傳送代表輸出特性的參考信號，而運行于高頻開關狀態的功率電路與控制電路往往不在同一電路板上，為了防止強電磁干擾串到微機系統導致系統運行異常，并降低EMI和工頻干擾，在信號傳送的時候需要嚴格隔離。在工業過程控制與測量系統中更是普遍需要用到模擬量隔離傳輸技術，如熱電偶、壓力電橋、應變計、傳感器的數據隔離放大均是例子。因此，研究精確可靠的傳輸方案對于保證系統的整體性能具有重要意義。本文以數控精密高頻開關逆變電源系統為例，研究了電力電子裝置中模擬信號的精確隔離傳輸的方法。
1 隔離傳輸方法及其比較
實現電氣上隔離的方法從耦合方式來看，可以分為磁耦合隔離方法、光電耦合隔離方法、電容耦合隔離方法等。
磁耦合隔離方法是最常用的耦合隔離方法。圖1所示的是AD公司生產的隔離放大器AD202的內部結構示意圖，是一個典型的變壓器耦合二端隔離放大器，采用了調幅與解調技術將直流或交流信號通過變壓器耦合到輸出級，輸入級內置一個獨立的運放作為信號預處理，可進行緩沖、濾波等功能。輸出級是對信號進行解調，濾波與放大。內置的DC/DC變換器可以提供電源給輸入側的運放、調制器或其他電路。
圖2
另外，還有三點隔離的變壓器耦合隔離放大器，如BB公司的3656,可以實現輸入級和輸出級隔離，而且供電電源與放大器隔離，真正實現了信號和電源完全隔離。
電容耦合隔離方法是比較先進的，采用了頻率調制技術，通過對輸入電壓數字編碼和差動電容勢壘耦合，準確地隔離
和傳輸模擬信號。圖2所示的是BB公司電容耦合隔離放大器ISO122的框圖，隔離放大器輸入和輸出之間通過2個1pF的隔離電容進行信號耦合。在調制端，輸入放大器對輸入電流和一個可切換的電流源之間的差值進行積分。假設VIN為0V，積分器將以單向的斜率上升直到超過比較器的閾值。內部的壓控振蕩器使電流源以500kHz的頻率切換，輸出調制的數字電平以差動形式加在勢壘電容上。同時外加隔離電壓呈共模形式。輸出端的放大器檢測出來的差動信號作為另一個電流源到積分器A2的切換控制，信號解調產生一個平均值等于VIN的VOUT，經過低通濾波器濾掉余下的載波噪聲之后，就成為隔離放大器的輸出。
由于采用了數字化調制手段，隔離柵的性能不會影響到模擬信號的完整性，所以有較高的可靠性和良好的頻率特性。
光電耦合器是通過光信號的傳送實現耦合的，輸入和輸出之間沒有直接的電氣聯系，具有很強的隔離作用，在實際中應用很廣泛。光電耦合器件具有非線性電流傳輸的特性，如果直接用于模擬量的傳輸，則線性度和精度都很差。于是很多公司相繼推出線性光耦隔離放大器，如BB公司的ISO100,利用發光二極管LED與兩個光電二極管進行耦合，一路反饋到輸入端，一路耦合到輸出端，經過激光調整精心匹配，線性度和穩定度都很好。
2 開關式隔離傳送與串行方式
針對光電耦合器能夠相當可靠地傳遞開關量信號，因此，在實際應用中考慮數字隔離的方法，即將模擬信號通過A/D轉換變成數字信號，再采用光電耦合器進行數字隔離。
2．1 PWM的調制及解調方式
一種開關量隔離方式，集成PWM或微處理器輸出信號調制的PWM波形，傳送信號的瞬時電平與脈寬成正比，經過光電隔離后對PWM信號低通濾波，恢復成模擬信號。
2．2 V/F方式
另一種A/D轉換常用方法如圖3所示。它采用電壓/頻率變換即V/F變換，設計的模擬信號隔離傳送電路如圖3所示。傳感器輸出的微弱信號放大到伏級，送入LM331構成的V/F轉換電路變成脈沖信號，信號頻率與輸入電壓成正比；可以進行長距離傳輸，而后經過光電耦合器切斷前后電路電氣聯系，隔離后的脈沖信號再送入同樣由LM331構成的F/V轉換電路得到復原的模擬電壓信號。
綜上比較各種隔離方法的傳輸特性，其性能綜合對比如表1所列。
表1各種隔離方法的傳輸性能對比
耦合方式 傳送精度 噪聲濾波 結構復雜度 傳送距離 電平死區
變壓器耦合 中 需要 高 短 有
電容耦合 較好 需要 高 短 有
線性光電耦合 較好 不需要 中 短 有
PWM 低 需要 低 長 無
V/F 中 需要 中 長 有
前面幾種隔離方法都采用了集成的結構，性能得以保證，但是，由于隔離是在芯片內部實現，輸入級與輸出級間距很短，對于信號傳輸空間上有一定距離的應用場合，效果并不是很好；同時在調制與解調過程中不可避免地會有一些噪聲產生，因此輸出級要設置相應的濾波電路，導致準確度下降，
線性光耦當輸入信號較小時，驅動電流可能小到無法令光電管檢測，存在死區；后來的V/F開關轉換方法傳輸可靠，但是隔離的兩端都需要V/F芯片，電路仍顯復雜，另外，工作頻帶受限制，低端因為紋波大而準確度下降，高端信號亦受濾波器頻帶限制。
圖5
要解決或改善上述的不足單從電路結構完善上已經余地不大，唯有考慮引入數字式的傳輸手段。
2．3 直接數字信號傳輸方式
對于模
擬信號要求較高的場合，可以采用數字式信號傳輸，優點是精度高，抗干擾性強和可靠性好，能夠實現任意波形的信號傳送。在有些應用場合中是通過微處理器直接生成數字信號，則更有理由采用數字式傳輸。
將數字信號轉換到模擬信號的方法可以有多種，如PWM信號濾波，數字電位器。從信號的準確度和驅動穩定度來看，專用的DAC芯片最為可靠。專用的DAC芯片，是通過數據線輸入，轉換成模擬信號輸出，一般8～12位的精度已經可以達到大多數傳送要求的準確度，因為輸入是數字電平，所以可以進行光電隔離，還能通過遠距離傳送，這樣就可以實現在兩個不同的電網絡之間傳送模擬信號。
DAC芯片通常有串行和并行之分，并行的DAC芯片應用較多，編程簡便，但是，應用時候需要把所有數據線以及讀寫控制線全部進行隔離，這樣需要的光電耦合器的數量就較多，長距離傳輸的時候電路結構也比較復雜，優點只是信號變換速率較快。
圖6
2．4 串行D/A數字隔離的辦法
對于速率傳輸并非很快的場合，采用串行的D/A芯片就能夠很好地適應應用的要求。各大芯片廠商都已推出了串行接口的D/A芯片，通常輸入端采用串行方式接收數據，如SPI或者I2C總線時序。微機接收來自各類傳感器的模擬信號，配合外圍或者自帶的A/D轉換器，將模擬信號變換成數字信號，再通過軟件進行濾波、放大等數據處理，由程序將需要輸出的數據加上若干控制位組合成串行數據列，通過微機I/O口，經過光耦隔離輸入到串行D/A芯片，變換成模擬信號輸出。圖4所示的是通過光耦實現的串行隔離傳送的一個方案。
這樣便可以將控制電路與高電壓電路完全隔離起來，只要將串行D/A芯片置于功率電路端。因為中間完全是數字信號傳輸，所以能夠較好地解決傳輸干擾，連線也相當簡單，一般不超過4根線，使電路的結構得以簡化。圖5所示的是實際的電路。
3 串行D/A隔離信號傳輸的設計與實驗結果
作者設計的數控開關電源中需要提供多路精確的25Hz參考信號，并且需要與主功率電路與驅動電路完全隔離，為此，采用了本文提出的方法。在以微處理器80C196KC為核心的實驗電源系統中，逆變的參考信號是通過微機控制串行D/A生成，傳送到隔離側的功率控制電路。
本文采用MAXIM公司的串行8位DAC，電壓輸出，整個封裝為8腳，結構簡單。其中微處理器與芯片之間的SPI總線控制通過軟件來實現，輸入端的口線用高速光耦6N137分別隔離。
因為，80C196KC系列沒有單口線操作指令，所以，各口線時序以并行方式同步輸出。
輸入線包含片選線、時鐘線和數據線，首先，軟件時序操作令片選有效，然后，程序就可以向芯片發送整合的數據包。時鐘線上輸出的是一定頻率的脈沖信號，在每個時鐘的上升沿后，將數據包中的各位按次序送到數據線上，當時鐘變為下降沿時刻，數據輸入到DA的寄存器內。具體時序如圖6所示。
要完成一次數據的發送，串行芯片需要接收到16個數據位，也就是至少需要16個時鐘周期，對于MAX522的時鐘頻率可達5MHz，故數據的發送周期最短大約為200ns，對于其他串行芯片可以類推，但是一般微處理器指令執行速率達不到這么快。
實驗中輸出25Hz波形，輸出點數為256，采樣頻率達到6kHz，已經能夠滿足精密工頻逆變電源的波形控制要求。如果采用更高速的處理器可傳輸頻率更高的模擬信號。用這種方法可以實現多路信號的同步傳輸，只要將各串行芯片的片選端和時鐘端分別相連，從數據端發送不同的數據位，就可以在隔離的另一側輸出同步波形。圖7所示的是通過這種方法生成的兩路參考波形，相位差90°。實驗證明這種隔離方法能夠使微機控制電路受到的干擾大大降低，由于采用數字信號的方式，無須濾波，可以適應信號發生突變的應用要求。
4 結語
采用串行D/A實現的模擬信號數字隔離傳送，電路簡單，精度高，在強電、強磁的干擾下能夠保證模擬信號可靠傳送，在復雜的電力電子系統中，對提升電路的整體性能具有重要的意義。