1 引言

    隨著電力電子裝置的廣泛使用，由此引起的諧波污染問題逐漸受到了人們的重視。整流裝置是諧波主要的來源，因此有必要研制高功率因數、低諧波整流器以消除諧波源。與傳統的二極管不控整流、相控整流相比，四象限變流器具有功率因數高、直流側電壓穩定、輸入電流諧波小、開關損耗小、電磁污染少等優點^[3]。

    四象限變流器的控制策略主要有間接電流控制和直接電流控制兩種。間接電流控制通過調節變流器交流側電壓的幅值和相位達到控制輸入電流的目的^[1]。雙閉環直接電流控制在間接電流控制的基礎上引入網側輸入電流反饋，具有動態響應速度快、網側輸入電流諧波小和直流側輸出電壓穩定等優點^[1]。本文首先介紹了四象限變流器的工作原理和數學模型，比較了基于直接電流控制與間接電流控制的四象限變流器工作性能，在此基礎上研究了直接電流控制四象限變流器的控制模型與PI參數設計。最后，通過仿真結果驗證了本文提出的直接電流控制四象限變流器具備優良的穩態和瞬態工作性能。

    2 工作原理

    四象限變流器的主電路結構如圖1所示。其中UN為輸入電壓；電感LN為網側等效電感，起到傳遞能量、抑制高次諧波、平衡橋臂終端電壓和電網電壓的作用；RN為網側電阻；T1～T4為全控型開關器件（如MOSFET、IGBT等）；D1～D4為續流二極管；Cdc為濾波電容，為高次諧波電流提供低阻抗通路，減少直流電壓紋波；C2、L2分別為二次濾波電容和電感；RL為負載電阻；Udc為直流側輸出電壓。

圖1 四象限變流器主電路

    采用單極性調制的時候，變流器交流側電壓Uab將在Udc，0或0，-Udc之間切換。因此，單相四象限變流器主電路的數學模型為： 

（1） 

    式中：S(t)整流器開關函數。

    3 雙閉環控制四象限變流器

    3.1 直接電流控制與間接電流控制的比較

    直接電流控制，是一種通過直接控制交流電流而使其跟蹤給定電流信號的控制方法。控制器具有電流控制環，通過直接對電流調節，使電流快速地跟蹤給定值，因此，直接電流控制四象限變換器具有很好的動態性能。另外對電流給定值限幅可以很好地限制輸出電流幅值。

    間接電流控制也稱為相位幅值控制，它通過控制逆變器輸入電壓的幅值和相位來間接控制輸入電流。這種控制方式的穩定性很差，系統動態響應慢，在暫態過程中交流電流可能會出現直流偏移問題和很大的電流過沖。所以盡管幅相位控制已提出了10多年時間，但在實際系統和裝置中幾乎不被采用。

    3.2控制模型的建立

    根據四象限變流器的控制原理，得到圖2所示四象限變流器雙閉環控制框圖。 

圖2 雙閉環直接電流控制原理

    圖中U*d為中間直流側輸出電壓給定值，Ud為中間直流環節輸出電壓，Id為中間直流環節輸出電流。為了減輕直流環節中電壓環PI調節器的負荷，改善PI調節器的動態響應，用直流環節電流Id計算給定電流的有效分量I*s2，其結果與I*s1相加后作為交流電流的給定值I*s。由圖可得電流給定值I*s為： 

    （2）

    鎖相環檢測網側輸入電壓，得到的相位和頻率信息作為電流參考信號I*s的相位和頻率。電流內環PI調節器輸出u2(t)使實際的網側輸入電流IN(t)跟蹤給定的電流參考信號I*s，從而實現網側輸入電壓與輸入電流同相位，也即網側輸入端為功率因數1。結合圖2和以上分析可得：

    3.3雙閉環直接電流控制PI參數的設計

    3.3.1 電流內環的設計

    電流內環使輸入電流跟蹤指令電流，能夠提高系統的動態響應能力。考慮到參數準確性和漂移，以及實現電流控制無靜差，本文選用PI調節器，控制框圖如圖3所示。

圖3 電流內環控制器

    考慮到電流內環需要獲得較快電流跟蹤性能，設計PI調節器的零點抵消電流控制對象傳遞函數的極點，即

    3.3.2電壓外環的設計

    假設直流端的濾波電容足夠大，則可忽略直流電壓紋波擾動，電壓外環控制器如圖4所示。 

圖4 電壓外環控制器

    得到電壓外環的開環傳遞函數為：

    4 仿真結果分析

    根據仿真模型，利用數學工具MATLAB/Simulink對本文提出的直接電流控制四象限變流器進行驗證。參數設計如下：

    交流側：網側交流電壓Us=1500V,頻率fs=50HZ，線路電阻RS=0.2Ω，線路電感Ls=1.19mH；直流側: 輸出電壓指令Ud=3000V，電容Cd=0.01F，二次濾波環節C2=3mF,電感L2=0.84mH；電流內環PI參數為：Kip=4.55,Kli=210,電壓外環PI參數為：Kvp=0.5，Kvi=291。

    運用雙閉環直接電流控制，啟動過程的仿真結果如圖5所示。從圖中可以看出，雙閉環直接電流控制啟動電流波動比較小，動態響應速度快，在0.3s時加上負載后，輸入電壓和電流的功率因數為1，得到良好的效果。

(a)                              (b) 

圖5 軟啟動到加上負載時的仿真波形： (a) 輸入電壓和輸入電流波形； (b)輸出電壓波形。

    增大負載后的仿真波形如圖6所示。在負載切換的過程中，輸出直流電壓跌落30V，波動比較小，網側輸入電壓和輸入電流在經過1個工頻周期后保持同相位，穩定后變流器功率因數接近于1。

（a）                          （b）

圖6 增大負載時的仿真波形：（a）輸入電壓和輸入電流波形；（b）輸出電壓波形 
額定牽引負載到額定再生負載時的仿真波形如圖7所示。在狀態切換的過程中，輸出直流電壓限定為最大3200V，波動范圍不超過5%，網側輸入電壓和輸入電流在經過3.5個工頻周期后保持功率因數-1。

(a)                          （b)  

圖7 額定牽引負載到再生負載時的波形：(a) 輸入電壓和輸入電流波形；（b) 輸出電壓波形

    5 結語

    本文分析了四象限變流器的工作原理，提出了四象限變流器的數學模型，建立了雙閉環直接電流控制的仿真模型。通過仿真對四象限變流器系統的結構、系統的穩定性、系統的動靜態響應以及系統的參數對系統的可靠性、穩定等性能的影響進行了研究。仿真結果表明，雙閉環直接電流控制四象限變流器具有良好的動態響應和穩態特性。