作者：姚志樹，徐順清，白雪飛
1 引言
在航空電源系統、電動汽車等車載電源、艦載電源、蓄電池儲能等應用場合，兩側都是直流電壓或直流有源負載，其中輸入端接直流母線，輸出端接儲能裝置(蓄電池)比較常見。此時為了實現充、放電，能量必須能夠雙向流動，因此就需要雙向DC／DC變換器。隨著科學技術的發展，雙向DC／DC變換器的應用場合正在逐步擴大，特別適用于需要對蓄電池進行充／放電的場合。作為DC／DC變換器的一種新形式，雙向DC／DC變換器在工業應用中的地位越來越突出。
現今開關電源發展的趨勢是低電壓、大電流，這使得在次級整流電路中選用同步整流技術成為一種高效、低損耗的方法。雙向DC／DC變換器的設計主要考慮主電路拓撲選擇和控制方式選擇。在此介紹了一種由單端正激變換電路作主電路、C8051F020單片機作控制器的雙向DC／DC變換器的設計過程。該變換器應用同步整流技術，采用全數字控制，使得整個設計具有電路簡潔、轉換效率高、控制簡單、工作可靠、可實現能量雙向流動等特點。通過PSPICE仿真及樣機的測試，驗證了該方案的可行性。此變換器可用于各類電池的充、放電及直流電源的核心部分。
2 主電路拓撲
目前，應用較多的雙向DC／DC變換器拓撲結構存在電路復雜、能量傳輸過程環節較多、變換器效率低、開關管電壓難以抑制等缺點。單端正激變換器的電路較簡單，是中、小功率電源中較常用的方式之一。圖1為所提出的雙向DC／DC變換器的主電路拓撲結構。
系統由變壓器T及其磁復位電路、主開關管V1、整流管V2和續流管V3、輸出濾波電感L、電容C等部分組成。與同等功率等級的常見雙向DC／DC變換器相比，該拓撲具有結構簡潔、系統成本低、工作效率高、控制方法簡單等特點，在工業應用中具有一定優勢。
2．1 正向工作過程分析
圖2為變換器正向工作電流連續時的主要波形。其工作過程分為4個階段。
階段1[0，t1] V1和V2導通。t=0時，V1導通，電源電壓Ui加在初級繞組N1上，即uN1=Ui，故鐵心磁化，鐵心磁通φ增長，即；N1dφ／dt =Ui。在此開關模態中，φ增長量為：
△φ(+)=UiDyTs／N1 (1)
變壓器的勵磁電流iM從零開始線性增加，且iM=Uit／Lm，Lm為初級繞組的勵磁電感。則次級繞組N2上電壓為：
uN2=N2Ui／N1=Ui／K12 (2)
式中：K12為初、次級繞組的匝比，K12=N1／N2。
此時V2導通，V3截止，濾波電感電流iL線性增加，這與Buck變換器中開關管導通時一樣，只是電壓為Ui／K12，且：diL／dt=(Ui／K12-Ui)／L。
階段2[t1，t2] V1處于關斷狀態。t1時刻，關斷V1，初、次級繞組中無電流流過，此時變壓器通過復位繞組進行磁復位，iM從復位繞組N3經過VD4回饋到輸入電源。則復位繞組的電壓uN3=-Ui。這樣，初、次級繞組上的電壓分別為：uN1=-K13Ui，uN2=-K23Ui。K13為初級繞組與N3的匝比，K13=N1／N3；K23為次級繞組與N3的匝比，K23=N2／N3。此時，V2，V3關斷，iL通過VD3續流。
階段3[t2，t3] V1仍處于關斷狀態，V3導通，使得導通損耗大為降低，iL繼續經過V3續流，此階段將持續到V3被觸發關斷時結束。
階段4[t3，t4] V3關斷，但其體二極管仍導通，該體二極管續流，所有繞組中均沒有電流，其電壓均為零。此階段直至V1被觸發導通時結束。至此，主電路的一個工作周期結束。
2．2 反向工作過程分析
電路反向工作時的工作過程與Boost電路基本一致，可分為兩個階段，其主要工作波形如圖3所示，此時V1不動作。
階段1[0，t1] V3導通，V2關斷，蓄電池放電，電流流過L，iL線性增加，直到t1時刻，iL達到最大值，電能以磁能形式儲存在L中。在V3導通期間，iL的增量為：
階段2[t1，t2] V3關斷，V2導通。L將其中磁能轉化為電能，與蓄電池一起向輸入側放電，iL線性衰減，直到t2時刻，iL到達最小值。在V3截止期間，iL的減小量為：
3 控制系統設計
3．1 控制系統結構與主要硬件設計
雙向DC／DC變換器包括一個由功率元件組成的功率主回路、控制回路和驅動電路等，見圖4。
在此考慮到外接輸入信號可能對驅動電路造成短路的問題，采用集成電路驅動形式，選用IR2110芯片。由于輸出電流不能直接被單片機獲得，需要通過設計電流檢測電路來準確及時地測量電流值。在此采用UGN-3501M霍爾傳感器，它具有靈敏度高、工作溫度范圍寬(-20～85℃ )等特點，檢測電路以集成AD522芯片為放大級，AD522為雙端輸入、單端輸出的測量放大器，具有高輸入阻抗、線性度良好、準確度較高等特點。
3．2 系統軟件設計
系統工作分為兩個過程：降壓變換和升壓變換。在降壓變換中，對采樣電壓信號進行A／D轉換，通過增量式數字PI算法調節占空比的大小，產生PWM波形，控制輸出端電壓。在升壓變換中，對采樣電流信號進行A／D轉換，通過增量式數字PI算法調節占空比的大小，產生PWM波形，控制輸出端電流。主程序流程如圖5所示。
4 系統仿真分析
這里采用PSPICE對系統主電路進行仿真。仿真參數為：輸入電壓400 V，輸出電壓2 V，電感14．2 μH，電容9 900 μF，開關頻率55 kHz，變壓器變比170：3，最大占空比0．4，負載電阻1 kΩ，圖6示出仿真波形。
圖6a中自上至下分別為能量正向流動時V1～V3驅動電壓及反向流動時V2，V3驅動電壓波形。可見，能量正向流動時，ugV1與ugV2同步產生，ugV2與ugV3形成互補，并加有死區時間；反向流動時，V2和V3交替導通以保證能量正常傳輸，兩者也有重疊導通的時間來保證電流完成必要的換流。
圖6b為能量正向流動時DC／DC變換器的輸出電壓Uo及能量反向流動時輸出電流Io波形。可見，系統電壓動態響應較好，實現了從400～2 V的能量轉換。當變換器反向工作時，蓄電池的輸出電流保持恒定，紋波較小，電感設計較為準確。
5 實驗分析
實驗樣機主要元件選型和參數如下：V1根據輸入電壓為400 V等工作條件，采用型號為IXFN100N50P的功率MOSFET；V2，V3采用專門用于同步整流的MOSFET管IRL3803；儲能電感L=14．2 μH；輸出濾波電容為9 900 μF；負載為蓄電池。實驗結果如圖7所示。圖7a為給蓄電池充電時V2和V3的PWM驅動波形。由于此時V1與V2同步，因此可較明顯看出兩路驅動信號形成互補，并有死區，與理論分析完全吻合。圖7b為能量反向流動時V2和V3的PWM驅動波形，此時V1不工作。由實驗波形可見，開關頻率近似為55 kHz，PWM的占空比近似為0．4，實現了能量的雙向流動。
6 結論
詳細介紹了一種基于單片機控制的雙向升降壓DC／DC變換器設計方案。通過仿真和實驗分析，驗證了該變換器方案的可行性，工作安全可靠且具有良好的電源特性。整個系統成本低，且采用全數字控制，硬件設計簡單，可靠性較高，故對于需要能量雙向流動控制的場合應用較方便。
