摘 要： 采用感應耦合技術設計并制作了一款UHF電子標簽天線，為了實現與標簽芯片的阻抗匹配，耦合單元采用非均勻彎折技術。仿真結果表明,帶寬(VSWR<1.2)為0.82 GHz~1 GHz，完全覆蓋了UHF（0.84 GHz~0.96 GHz）全頻段,且S11<-22 dB，具有較好的諧振深度。通過HFSS建模仿真分析發現感應單元距饋電單元的距離和饋電單元的形狀對天線性能影響與理論分析基本吻合，對寄生耦合加載技術具有指導意義。
關鍵詞： 射頻識別技術; 感應耦合; 超高頻; 寬頻帶
射頻識別(RFID)技術是利用射頻信號對帖有電子標簽的物品進行自動識別并交換數據的無線通信技術。RFID系統主要由閱讀器和電子標簽組成。電子標簽按照供電方式的不同分為有源電子標簽和無源電子標簽。閱讀器能夠接收到的電子標簽反射信息的距離是RFID系統最重要的技術指標之一。閱讀距離不僅與標簽天線的方向圖、天線放置的基板材料有關，而且與電磁波傳輸的環境有關。一般情況下，無源電子標簽芯片的阻抗的實部較小，而虛部較大，標簽芯片較高的Q值使得很難設計合適的天線與標簽芯片實現阻抗匹配，尤其是要求在較寬的頻帶范圍之內。
參考文獻[1]指出，在產品電子代碼(EPC)應用中，近距離工作的RFID頻率統一集中在13.56 MHz，而遠距離工作的RFID頻率定位于UHF頻段。由于各國、各地區對UHF頻段RFID應用的界定存在不同，例如：美國標準為902 MHz～928 MHz，歐洲為865 MHz～868 MHz，日本為950 MHz～956 MHz,中國為840 MHz～845 MHz和920 MHz～925 MHz兩個頻段。因此，設計UHF RFID全頻段覆蓋的電子標簽以滿足世界各國的要求，使電子標簽具有通用性，是電子標簽(天線)設計的一個目標。
對于無源電子標簽，僅當標簽芯片接收的能量大于它的最小門限功率Pth時才能正常工作。為了提高閱讀距離，就需要實現標簽芯片與標簽天線阻抗間的共軛匹配。但是，標簽天線一般采用變形偶極子天線，其諧振點并不一定是阻抗匹配點。參考文獻[2]提出的電磁耦合饋電很好地解決了這個問題。參考文獻[3]采用一個饋電單元，2個均勻分布的輻射單元組成雙輻射邊天線達到很高的增益，但全向性不好。參考文獻[4]提出一種UHF全向性天線，盡管帶寬可以達到要求，但是諧振深度不夠（S11<-10 dB）而且具有較大的尺寸。本文采用非均勻分布的彎折支節為耦合單元，設計了一款標簽天線，帶寬（S11<-22 dB）為180 MHz，不僅覆蓋了UHF全頻帶，而且具有較好的諧振深度和較小的標簽天線尺寸。在此基礎上，進一步研究了感應單元與饋電單元的距離，以及饋電單元的形狀為矩形、三角形、梯形時標簽天線的性能。
1 耦合原理分析
根據參考文獻[5]，這種天線模型可以等效為如圖1所示的天線模型。當寄生單元無限長時，圖1模型可以等效為圖2所示的等效電路模型。
圖2中，寄生單元等效為左回路的L1、R、C，其中R等效為輻射體的自電阻。而饋電單元等效為右回路，L2等效為饋電單元的自電感。由于饋電單元的自阻抗非常小，所以在等效電路中被忽略了。
根據參考文獻[6]的電路分析理論，對圖2回路列KVL可以得到：
從式(8)可以看到，諧振狀態的阻抗實部只與互感有關，而虛部與L2有關。由于互感M與耦合距離有關，所以天線阻抗的實部與寄生單元離饋電單元的距離有關，而虛部只與饋電單元自身的形狀有關。由此，可以看到在諧振點附近耦合加載對天線實虛部可起到單獨調節的作用。
2 天線的設計與研究
參考文獻[7]提出一種標簽天線結構，寄生單元部分的分支采用均勻分布。而本文為了實現標簽天線和標簽芯片之間的阻抗匹配，寄生單元的分支采用非均勻分布。標簽天線的建模如圖3所示，結構參數如表1所示。該天線由饋電環和輻射體兩部分組成。饋電單元由矩形構成，與標簽芯片直接相連。而輻射體是由非均勻分布的彎折支節構成。在本設計中，當所選用的芯片在915 MHz時，對外呈現的阻抗為Z=18.1-j149 Ω，遵循ISO-18000 6C協議。為了實現標簽芯片與標簽天線之間最大功率傳輸,所要求的天線阻抗在諧振頻率處應為18.1+j149 Ω。
圖3所示天線蝕刻在厚度為0.2 mm，相對介電常數為4.4的FR4介質基板上,天線的大小為50 mm×20 mm。HFSS建模仿真分析的結果如圖4所示。從圖4可以看到，在S11<-22 dB，即VSWR<1.2時,天線的帶寬為0.82 GHz～1 GHz，完全覆蓋了UHF全頻段(0.84 GHz～0.96 GHz)，且具有較好的VSWR。方向圖如圖4(c)所示。
現在根據以上討論，研究寄生單元距饋電點的距離和饋電單元的形狀對天線性能的影響。
2.1 耦合間距對天線性能的影響
從以上分析可以看到，根據(8)式，當天線在諧振狀態時，阻抗的實部是只受互感影響的，而互感與寄生單元和饋電單元的間距有關。距離對天線的影響如圖5所示。從圖5(b)可以看到，隨著間距的增加，天線阻抗的實部在減小，而虛部基本保持不變，這一點與理論分析的結果基本相同。
對于寄生單元加載技術，寄生單元的電流是由場感應產生的，而且這種單元不與傳輸線相連接。當λ/2的寄生單元為電感性(長度大于諧振長度)時，起反射器的作用；為電容性(長度小于其諧振長度)時，起引向器的作用[8]。下面簡單分析寄生單元對天線的性能影響。
記受激單元為1#，寄生單元為2#，則帶有寄生單元的偶極子陣與單獨λ/2偶極子的增益之比為[8]:
從(9)式可以看出，如果讓Z22足夠大，即讓寄生單元失諧，則(9)式接近于1，這樣，帶有寄生單元的偶極子陣列將與普通偶極子的輻射場基本相同。從圖5(b)可以看到隨著距離的增大，阻抗的實部減小，從(8)式可以看到，當阻抗的實部減小時，寄生單元的電阻R增大，在其他參數不變的條件下，由(9)式可以看到，隨著間距的增大，輻射方向圖更接近普通偶極子的方向圖。從式(9)也可以看出，寄生單元相對于受激單元的電流幅度及相位關系也依賴于寄生單元的調諧。這也體現在圖4(b)上。盡管天線不具有偶極子的結構，卻具有偶極子的低的方向性。
2.2 饋電單元形狀對天線的影響
從(8)式可以看出，饋電單元自身的形狀將影響天線阻抗的虛部。可以推斷，如果改變饋電環的形狀，則會改變天線阻抗的虛部，由于阻抗共軛匹配點并不一定是諧振點，諧振狀態只與阻抗的虛部有關，這樣不難推出，當饋電環的形狀改變時，天線的諧振狀態也會隨之發生變化。而諧振頻點是偏大還是偏小取決于虛部的變化情況。為了排除饋電點的位置對天線性能的影響，這里分別在保持饋電的位置和底邊距離寄生單元的距離不變的狀態下，分別對比了矩形加載、三角形加載和梯形加載對天線性能的影響。
三種狀態下的天線模型如圖6所示，仿真分析結果如圖7所示。
從圖7可以看到，不同形狀的饋電單元對阻抗的實部影響很小，在915 MHz頻點，阻抗變化在1 Ω左右，而阻抗虛部變化很大，范圍在90～140 Ω之間，由于虛部變化較大，導致諧振頻點偏移。由于標簽芯片對外呈現容性，所以需要標簽天線呈感性來匹配。從圖7(b)可以看到，當采用三角形加載時，阻抗的虛部很小，而諧振頻率是和電感與電容的乘積成反比的。這樣不難分析，當采用三角形加載時，由于阻抗虛部減小，導致諧振頻率偏大。從阻抗匹配的角度來說，阻抗虛部的減小，又使標簽天線與標簽芯片失配，這樣反射系數明顯增大，如圖7(c)所示的S11變化。
從以上的仿真結果可以看到，仿真結果與理論分析基本吻合，這也證明了圖2電路近似等效的正確性。此外，通過分析驗證可以發現，這種天線的制作和調諧是非常方便的，而且可以對天線的實部和虛部進行單獨調節。標簽天線樣品在制作調試過程中也驗證了上述分析的有效性。
本文設計了一款UHF全頻帶天線，仿真結果表明，在0.82 GHz～1 GHz，VSWR<1.2，S11<-22 dB時，可以同時滿足中國、歐洲和美國的UHF射頻頻段標準。
這種標簽天線是由彎折的感應單元和環狀的饋電單元組成。通過理論分析可以知道，當天線諧振時，天線阻抗的實虛部可以單獨調節。仿真分析的結果與理論分析基本吻合，樣品制作調試的過程也驗證了分析與仿真所呈現出的規律，從而證明了理論分析的正確性。
參考文獻
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